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直擴導航體系中數字科思塔斯環的FPGAdesign與完成

引言

擴頻接受機載波的同步包含捕捉和跟蹤兩個經過歷程，載波捕捉即多普勒頻移的粗略估量凡是包括在偽碼同步經過歷程中，而準確的載波相位及多普勒頻移則經由過程FLL（鎖頻環）和PLL（鎖相環）跟蹤來完成。鎖頻環直接跟蹤載波頻率，而鎖相環則直接對載波相位停止跟蹤。鎖相環具有較高的跟蹤精度，但對通訊鏈路攪擾的容忍才能差，特殊是受載體靜態引進的多普勒頻移影響較年夜；而鎖頻環具有較好的靜態機能，但跟蹤精度較低。載波跟蹤環的跟蹤精度決議了最后定位丈量的精度。慣例接受機中載波跟蹤是在數字延遲鎖定環對偽碼相干解擴的基本上，經由過程科斯塔斯環（PLL的一種）重構載波相位解調BPSK數據完成的。當多普勒頻移高于±40kHz ，多普勒頻率一次變更率為4kHz/s ，二次變更率為200Hz/s2時，接受機的PLL將不克不及穩固任務。由于在體系design中，多普勒頻移遠小于這一極限值，別的，鎖頻環辨別器需求兩組相干積分采樣點用于盤算頻率差值，并且這兩組采樣值應當在統一個數據位時光區間之內。體系中，由于積分時光與調制數據位寬度雷同，每次獲得的相干采樣值將位于分歧的數據位區間內，不合適應用鎖頻環，故只采用科斯塔斯環完成載波頻率和相位的跟蹤。

環路道理

科思塔斯載波跟蹤環由載波鑒相器、載波環路濾波器和載波NCO構成。其構造道理圖如圖1所示。

環路完成

載波NCO的FPGAdesign

載波NCO是載波跟蹤環的主要構成部門，它的重要效能是發生當地復制載波電子訊號。載波NCO重要由相位累加器、地址存放器和正弦查找表組成。構造道理如圖2所示。

載波NCO設置有頻率把持字輸出口，相位累加器對輸出的把持字停止累加，累加成果的高8位作為查詢表的地址，經由過程查詢事後存設的正余弦表，輸入兩路電子訊號，此中一路與載波同相，另一路與載波正交。載波環路經由過程不竭調劑載波NCO的頻率把持字來堅持對接受電子訊號載波頻率和相位的跟蹤。載波NCO要有足夠的頻率辨別率，包管能高精度跟蹤載波，這就請求載波NCO要有足夠的相位累加器字長。本design中累加字長取為32位，累加時鐘為60MHz，請求輸入頻率為50MHz，可以獲得頻率把持字為：

頻率辨別率為： 即經由過程輸出頻率把持字來轉變輸入正/余弦電子訊號想到這裡，他真的不管怎麼想都覺得不舒服。的頻率時，可以到達0.014Hz的最小步進。別的，也可以依據現實需求的頻率轉變輸出頻率把持字值。

起首在Matlab中仿真一個周期的正余弦波形，由于取8位輸入，所以一個周期應當取28個點，平均取256個點作為一個周期包養一個月價錢數據。在FPGA中挪用ROM單位，存儲這256個點值，作為查找表。依據圖1的構造道理在FPGA中design頂層框圖如圖3所示。圖中，sin_rom和cos_rom為正余弦查找表。頻率把持字輸出在累加器中累加，取累加成果的高8位作為查詢地址，在工程中挪用sin_rom和cos_rom模塊，獲得正余弦輸入電子訊號。在FPGA中包養感情對design停止仿真，仿真輸出把持字為20000000。下載到FPGA中可獲得SignalTap II測試成果。仿真和測試成果（圖略）驗證了design的對的性。

低通濾波器

數字低通濾波器現實上是由累加器和存放器所構成的一個積分清洗器，它的感化是往失落數字混頻器后的高次諧波。累加器對數字混頻后輸出電子訊號與當地碼相乘的每一位成果停止累加，顛末一個碼周期時光（本計劃為15000次）的積分累積后，獲得一個數據位的相干值。該積分清洗器的累加時鐘為中頻采樣時鐘，清洗脈沖是累加一個數據位的進位脈沖，并請求它的時鐘沿跟其采樣時鐘堅持分歧，其FPGA完成頂層道理構造如圖4所示。

在FPGA中對積分清洗模塊停止仿真，仿真中輸出電子訊號data為1，在某一時辰，使累加清洗電子訊號aclr有用。下載到FPGA中應用SignalTap II對積分清洗模塊停止測試，測試中輸出數據為1，當累加到14時，使清洗電子訊號有用。測試成果（圖略）驗證了design的對的性。

數字鑒相器的design

科斯塔斯環常用的鑒相器是正弦和歸正切鑒相器。對于本文design的接受機，積分時光T_{d}=0.25ms，4kHz的電子訊號在0.25ms內將變更1周，二象限歸正切算法的鑒相范圍為[π/2，π/2]，是以必需包管輸出電子訊號在0.25ms內變更不跨越 ，即答應最年夜的頻差為2kHz，不然將獲得過錯的輸入。是以必需對鑒相器的輸入停止校訂。現實design時經由過程盤算前后兩次辨別器的輸入差值，依據差值鉅細停止校訂，校訂算法為：當 ，就對取反，不然 堅持不變，此中 為上一次辨別器誤差輸入， 為本次辨別器誤差輸入。

環路數字濾波器參數的design

環路選用的是幻想二階環，帶寬的鉅細又決議了全部鎖相環的鎖按時間和跟蹤精度。為了減小噪聲惹起的相位發抖，提純輸出電子訊號，環路帶寬應盡量取窄一些，拔取環路噪聲帶寬跟信息數據速度的比為，此中B_{L}為包養網站環路噪聲等效帶寬，R_{b}為信息數據速度，普通拔取 ，另一方面，也要統籌捕捉時光，從而環路帶寬又請求取寬一些，是以應調和斟酌design的環路帶寬。當環路處于頻率牽引狀況時，請求環路有較寬的捕獲頻帶，使之能敏捷同步頻偏較年夜的載波；當環路處于相位跟蹤或鎖定狀況時，卻請求它具有盡量窄的捕獲頻帶，以包管恢復出的載波相位不發生年夜的發抖。design時應依據詳細請求來選擇環路參數。

在本計劃中，design請求數據率為4kbps，在頻率跟蹤階段，取B_{L}=0.1R_{b}=400H_{z}，取ξ=0.7，ω_{0}=B_{L}/0.53≈754.7(rad/s)，由于采用歸正切的辨別器算法，所以辨別器的增益k_{d}可取為1，而NCO的把持敏銳度為k_{0}=2πTf_{s}/2^{N}，此中，NCO相位累加器的位數design中N為32，f_{s}為NCO的采樣頻率，體系中f_{s}為體系時鐘60MHz，即為清洗脈沖的周期1/4k秒。從而獲得

在用這組值完成頻率跟蹤后，取窄帶的環路濾波器停止相位鎖定。這時取B_{L}=0.01R_{b}=40H_{z}，此時的盤算成果為：C_{1}=1203.9；C_{2}=16.22；快捕帶為：106.4Hz。

總的來說，環路濾波器系數C_{1}和C_{2}需求依據環路的特徵拔取，它們值的拔取是全部環路跟蹤機能的要害。 C_{1}重要決議了環路捕獲帶的鉅細，C_{2}則決所以，雖然心裡充滿了愧疚和不忍，但她還是決定明智的保護自己，畢竟她只有一條命。議了環路的持久跟蹤速率和環路捕捉速率。C_{2}較年夜時，環路將顛末相當長的時光才幹勝利進鎖。若用一個固定的環路濾波器，由于鎖按時間和精度的分歧請求，捕獲時光遠小于跟蹤時光，如許獲得的成果顯然不是最優的。為了使環路既具有疾速捕捉的才能，又能在跟蹤狀況時僅在均衡點四周有纖細擺動，使輸入相位陡峭變更，故應使環路和步進具有自順應調劑的台灣包養網才能。可以采用環路切換法，即在分歧時辰轉換環路濾波器的參數。

環路的Matlab仿真

分辨應用正弦鑒相器和歸正切鑒相器，在Matlab中仿真一個持續波的跟蹤經過歷程。天生持續正弦波的頻率為10MHz，采樣頻率為80MHz，初始相位為30 。應用圖1的環路電路，經由過程設置環路濾波器的參數，仿真其跟蹤經過歷程，并對跟蹤成果剖析。

跟蹤經過歷程如圖5所示。橫坐標為時光，縱坐標為電子訊號幅度。圖5、6分辨是包養一個月應用正弦鑒相和歸正切鑒相后，NCO的同相和正交輸入，同相輸入即為跟蹤成果。對照可知，歸正切鑒相時40s就可以完成對的跟蹤，而正弦鑒相則要到80s才幹完成。

比擬正弦和歸正切鑒相器的輸入（圖略），開端時輸入誤差較年夜，經由過程環路的調劑，輸入誤差電子訊號逐步減小，終極趨于穩固。穩固后的輸入最小值是鑒相器的最小辨別包養一個月率，即為跟蹤精度。跟蹤精度除了和鑒相器自己特徵有關，還和環路濾波器的參數設置有關。經由過程對照可知，應用正切鑒相器比正弦鑒相器完成跟蹤速率快。

別的對環路濾波器取兩組分歧參數時環路的機能分辨停止了仿真。數字環路濾波器在環路中對輸出噪聲起克制感化，并且對環路的校訂速率起調理感化。采用幻想二階環，設置C_{1}和C_{2}，采用歸正切鑒相器，仿真成果如圖7、圖8。圖7是 C_{1}=1200、C_{2}=16時的環路的跟蹤成果和鑒相器輸入，圖8是C_{1}=16039、 C_{2}=1622時環路的跟蹤成果和鑒相器輸入。橫坐標為時光，縱坐標為電子訊號幅度。從圖7中可以看出，環路在10s擺佈即可以完成跟蹤，響應的鑒相器的輸入也很快保持在0值的四周。如圖8，當C_{2}較年夜時，跟蹤時光顯明延伸，鑒相器的輸入動搖很年夜。

環路測試

在體系測試中，測試道理如圖9所示，在-5dB前提下，載波環帶寬為40Hz，碼環帶寬為10Hz。對載波環路停止測試，載波環鑒相器及累加器的輸入如圖10所示。在穩固跟蹤后，累加器的輸入穩固在一個絕對固定的多少數字級上。

停止語

科斯塔斯環由于對載波上的調制信息不敏感，在直擴導航數字接受機中被廣泛采用。本環路design已在一款測距接受機中獲得利用，在一片FPGA（EP1C12Q240C8）上編程完成。經測試，在體系可供給33dB的擴頻增益的前提下，輸出信噪比包養留言板高于-30dB時，環路正常任務，在-5dB時，多普勒頻移±2kHz前提下，經本載波跟蹤環路后殘余頻差小于1Hz，殘余相差小于3°。

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